Title: Cap
1Capítulo 6 Diseño de circuitos analógicos y
digitales
- Diseño para el control de las emisiones
- Diseño con vistas a la inmunidad
- David Reboredo Gil
- Santiago Muíños Landín
2Diseño para el control de las emisiones
- Los circuitos digitales son importantes
generadores de interferencia electromagnética.
Las ondas cuadradas de alta frecuencia se
distribuyen por todo el sistema. - Los circuitos analógicos son mucho más
silenciosos debido a que las ondas cuadradas no
son una de sus características. Una excepción
importante son los circuitos de vídeo que
transmiten señales de hasta varios MHz. - También las fuentes de alimentación conmutadas de
potencia son una importante causa de
interferencias en frecuencias bajas y medias ya
que, en esencia, es un oscilador de onda cuadrada
de alta potencia.
3El espectro de Fourier
- Dominio temporal y dominio frecuencial
- La mayoría de diseñadores están acostumbrados a
trabajar en el dominio temporal (como vemos en un
osciloscopio). Pero una onda que se repita la
podemos representar en el dominio de frecuencias
y para ello se usa un analizador de espectro. La
herramienta matemática que permite analizar una
forma de onda en un dominio temporal, conocido en
el dominio de la frecuencia es la transformada de
Fourier.
4El espectro de Fourier
- Elección de la familia lógica
- El daño en cuanto a las emisiones se hace por los
flancos de conmutación que tienen un tiempo de
subida y bajada rápido lo cual no es lo mismo que
el retardo de propagación. Utilizar el tiempo de
subida más lento compatible con un funcionamiento
fiable reducirá al mínimo la amplitud de los
armónicos de orden superior donde la radiación es
más eficaz. - Se debe utilizar la familia lógica más lenta que
haga el trabajo es decir, no utilizar lógica
rápida cuando no sea necesario. Utilizar lógica
rápida sólo en donde las componentes del circuito
tengan que funcionar a alta velocidad. Sin
embargo, la preferencia por la utilización de la
lógica lenta está en contra de las demandas de
los técnicos de software para conseguir mayor
velocidad del proceso.
5El espectro de Fourier
- A nivel del chip, las corrientes parásitas que
aparecen en las patillas se pueden reducir al
mínimo. - Los tiempos de transición se pueden optimizar en
lugar de reducirlos. Diseñando cuidadosamente el
encapsulado, puede introducirse un pequeño
condensador de desacoplamiento tan cerca como se
pueda del chip, sin la inductancia del marco
metálico interno que anula su efecto. Además
podemos usar la reducción de área de silicio
ganada con los avances en el diseño para colocar
un condensador de desacoplamiento de tamaño
adecuado (de 1 nF de capacidad) sobre el silício.
6Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Radiación en modo diferencial
- La eficacia de radiación de un bucle pequeño es
proporcional al cuadrado de la frecuencia. Esta
relación es válida hasta que la periferia del
bucle se aproxima a un cuarto de longitud de onda
en cuyo punto la eficacia llega al máximo.
Superponiendo esta característica en la curva
armónica envolvente de una forma de onda
trapezoidal se observa que las emisiones en modo
diferencial, debidas sobre todo a los bucles de
corriente, serán más o menos constantes con la
frecuencia por encima de un punto de ruptura
determinado por el tiempo de subida. El
coeficiente de Fourier para la frecuencia
fundamental F1 es 0,64 y por tanto la emisión a
F1 será - E 20log10(119 10-6(f2 A Ipk) dBµV/m
7Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Al combinar los tiempos de subida y bajada
conocidos y la capacidad de corriente de salida
parásita para una familia lógica con el espectro
de un trapezoide de Fourier en diferentes
frecuencias fundamentales, se puede calcular la
emisión máxima radiada para las diferentes áreas
de bucle. En la tabla siguiente muestra la zona
máxima permitida para las familias lógicas y
frecuencias de reloj. ?I, es la corriente de
conmutación dinámica que se puede suministrar al
dispositivo para cargar o descargar la
capacitancia del nodo. La siguiente
representación muestra emisiones de ondas
trapezoides digitales a través de diferentes
trayectorias
8Radiación procedente de los circuitos lógicos
9Radiación procedente de los circuitos lógicos
- En cuanto a las implicaciones de diseño y
construcción, para frecuencias de reloj por
encima de 30 MHz o para familias lógicas rápidas,
es importante trazar un plano de tierra ya que no
podemos restringir el área del bucle de ninguna
otra forma. Esto no es suficiente si utilizamos
lógica rápida por encima de 30MHz. El área de
bucle introducida por las dimensiones del
encapsulado del dispositivo, excede los límites
permitidos por lo que tendríamos que apantallar y
filtrar. - El cuadro anterior se refiere a un único bucle
radiante. Para un bucle n similar, la emisión es
proporcional a n1/2. - No se debe pensar que si satisfacemos las
condiciones del cuadro anterior tendremos
emisiones por debajo del límite ya que también
entran en juego las emisiones en modo común y
este cuadro sólo tiene en cuenta las emisiones en
modo diferencial. Pero si no satisfacemos el
cuadro anterior se necesitará apantallado y
filtrado adicionales.
10Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Radiación en modo común
- Este tipo de radiación se debe sobre todo a los
cables y a las grandes estructuras metálicas y
aumenta a una velocidad linealmente proporcional
a la frecuencia. Hay dos factores principales que
hacen del acoplamiento en modo común la fuente
principal de las emisiones radiadas - La radiación de los cables es mucho más eficaz
que la de un bucle pequeño y por tanto se
necesita una corriente en modo común más pequeña
para la misma intensidad de campo. - La resonancia de cable normalmente se encuentra
entre 30 y 100 MHz y la radiación se intensifica
para un cable corto.
11Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Podemos hacer un cálculo similar al realizado
para el modo diferencial. Éste asume que el cable
está impulsado por una tensión en modo común
desarrollada a través de una pista de tierra que
forma parte de un circuito lógico. La pista de
tierra transporta la corriente ?I que genera una
tensión de ruido diferencial VN de ?IjwL entre
la referencia de tierra y la conexión del cable.
Se permite un factor de -20 dB para la pérdida
por acoplamiento a la referencia de tierra. Se
asume que la impedancia del cable es resistiva de
150? y constante con la frecuencia y que las
dimensiones de la placa del circuito impreso son
insignificantes comparadas con las dimensiones
del cable. Aquí tenemos un esquema del modelo
12Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Consecuencias de la longitud de pista
- La inductancia L es importantísima en cuanto al
nivel de ruido. El cuadro que sigue tabula, igual
que antes, las longitudes de pista permisibles en
función de la frecuencia del reloj y de la
familia lógica.
13Radiación procedente de los circuitos lógicos
- No se debe tomar muy en serio este modelo con
fines de predicción puesto que se han
simplificado demasiados factores se han omitido
las variaciones de la resonancia del cable y la
impedancia con la frecuencia y la estructura, las
resonancias de pista y circuito y la
autocapacitancia, y la resonancia y variabilidad
de la trayectoria de acoplamiento a masa. La
finalidad de este modelo es demostrar que las
emisiones de un circuito lógico están dominadas
por factores en modo común. Las corrientes en
modo común se pueden combatir - Garantizando que las corrientes lógicas no fluyen
entre el punto de referencia de masa y el punto
de conexión de los cables externos. - Filtrando todas las interfaces de los cables a
una masa limpia. - Blindando los cables llevando la conexión de la
pantalla a una masa limpia. - Reduciendo al mínimo las tensiones de ruido de
masa utilizando un plano de masa.
14Radiación procedente de los circuitos lógicos
- El cuadro anterior muestra que la longitud de
pista máxima permisible para las frecuencias
superiores y las familias lógicas rápidas es
impracticable. Por tanto, una sola o la
combinación de las técnicas anteriores será
esencial para hacer que esos circuitos obtengan
la conformidad. - Está claro que si se mueve el punto de referencia
de la figura anterior para estar al lado de la
interfaz del cable, no se desarrolla ninguna
tensión de ruido y el cable se hace benigno. Ésta
es la finalidad de la estructura de masa limpia
de la interfaz. Con esta manera de hacerlo, las
emisiones en modo común sólo se deben a las
corrientes en modo común que fluyen directamente
por las pistas de la placa de circuito impreso.
15Radiación procedente de los circuitos lógicos
- Comparación modo común y modo diferencial
- El gráfico de la figura muestra el perfil de la
emisión real para la misma señal emitida en modo
diferencial a través de un pequeño bucle y en
modo común como resultado de estar acoplado a un
cable conectado. Se asume que el cable no es
resonante y que un cable daría una respuesta
diferente en esta región pero en término medio,
la eficacia está bien representada por este
modelo.
16Reloj y radiación de banda ancha
- La principal fuente de radiación en los circuitos
digitales es el reloj, o relojes, y sus
armónicos. En donde las restricciones del
circuito lo permitan, se deben retardar los
flancos del reloj para reducir al mínimo la
generación de armónicos. Esto se puede llevar a
cabo de tres maneras impedancia serie,
capacitancia paralela o con la utilización de una
etapa intermedia de baja calidad de baja
actuación. En la figura se muestran las dos
primeras. La segunda opción no es recomendable ya
que aunque produce el efecto deseado, aumenta la
carga capacitiva en el excitador. El efecto
general puede ser empeorar las emisiones en vez
de mejorarlas. Es mejor aumentar la impedancia
serie de la salida del excitador en las
frecuencias armónicas y esto se puede llevar a
cabo mejor con un elemento de impedancia en serie
con la salida. Un resistor de baja magnitud suele
ser a menudo un buen sustituto.
17Reloj y radiación de banda ancha
- Generación del reloj de espectro discreto
- Una posible alternativa, es una técnica conocida
como generación del reloj de espectro discreto.
En esta técnica la frecuencia del reloj es
modulada en un 1 o 2 por ciento por un código
pseudoaleatorio seleccionado para la difusión
espectral más uniforme. Esto tiene como resultado
una distribución más amplia de la energía
espectral asociada con cada armónico del reloj.
Esto se logra sin ningún esfuerzo extraordinario
en el diseño y sin ralentizar los tiempos de
subida del reloj. - La frecuencia de reloj exhibirá algo de
inestabilidad y la técnica puede verse
restringida en aplicaciones que necesiten una
sincronización muy precisa, aunque se puede
utilizar como arreglo rápido para trabajos de
reparación.
18Reloj y radiación de banda ancha
- Placas madre
- Los buses que controlan varios dispositivos o las
placas madres transportan corrientes de
conmutación mucho más altas que los circuitos que
son compactos. - Una placa madre con zócalos de alta velocidad
debe utilizar siempre una placa de capas
múltiples con plano de masa y los conectores para
los módulos deben incluir una patilla de masa
para cada pista de reloj de alta velocidad y
patillas de dirección o datos. - El bit menos significativo normalmente tiene la
componente de frecuencia más alta de un bus y se
debe llevar tan cerca como sea posible de su
retorno de tierra. - Las pistas de distribución del reloj siempre
deben tener un retorno de tierra adyacente. - La carga capacitiva sobre la señal del reloj en
cada placa hija se debe mantener al mínimo
utilizando una etapa intermedia en la placa para
la distribución local de la señal del reloj.
19 Reloj y radiación de banda ancha
- Oscilaciones transitorias en las líneas de
transmisión - Si se transmiten datos por líneas largas, se
deben terminar para evitar las oscilaciones
transitorias amortiguadas. Éstas se generan en
las transiciones cuando una porción de la señal
se vuelve a reflejar en la línea. - Una oscilación transitoria severa afectará a la
transferencia de datos si excede el margen de
ruido de entrada del aparato. - Además estas oscilaciones pueden ser también una
fuente de interferencia por sí mismas. - La amplitud de las oscilaciones transitorias
depende del grado de mala adaptación en cualquier
extremo de la línea, mientras que la frecuencia
depende de la longitud eléctrica de la línea. Una
combinación excitador/receptor debe analizarse en
términos de comportamiento de su línea de
transmisión si - 2tPD longitud de línea gt tiempo de transición
- En donde tPD es el retardo de propagación de la
línea en ns por unidad de longitud.
20Desacoplamiento de circuitos digitales
- Sin importar lo buenas que sean las VCC y las
conexiones a masa, la longitud de la pista
introducirá una impedancia que creará ruido de
conmutación procedente de las corrientes de
conmutación parásitas. La finalidad del
condensador de desacoplamiento es mantener una
baja impedancia dinámica entre la tensión de
alimentación de cada CI y masa. Esto reduce al
mínimo las longitudes de la pista que transportan
altas corrientes. - La colocación es crítica poco más de un
centímetro para lógica rápida y para dispositivos
lentos de bajo consumo se permiten varios
centímetros de separación. La figura muestra la
colocación de este condensador de
desacoplamiento.
21Desacoplamiento de circuitos digitales
- Elección de los componentes
- Para desacoplar una lógica de alta velocidad el
factor más importante al elegir el tipo de
condensador, es la inductancia de sus terminales
de conexión. Los preferidos son los de película
de poliéster o los de cerámica de capas
múltiples, aunque los mejores son los de tipo
chip. Un método de desacoplo recomendado para una
lógica estándar consiste - Un condensador de 22 µF por placa en la entrada
de la fuente de alimentación - Un condensador de tántalo de 1 µF por cada 10
encapsulados de memoria - Un condensador de tántalo de 1 µF por cada 2-3
encapsulados LSI - Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF
para cada bus octal de memoria - Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF
por 4 encapsulados de lógica SSI
22Desacoplamiento de circuitos digitales
- Utilización de las inductancias en serie
- No es el mejor método llenar la placa de
condensadores de desacoplamiento. Un ejemplo de
esto es el uso de un microprocesador de una sola
pastilla sin ningún otro componente digital. - Cuando se coloca un condensador de
desacoplamiento al lado del encapsulado del
procesador y los demás se colocan en otros
lugares de la placa, ocurre que la inductancia de
las pistas de interconexión, forma un circuito
sintonizado en serie con los condensadores
distantes de desacoplamiento y en las frecuencias
resonantes las corrientes de ruido que fluyen
hacia los condensadores distantes, son mayores
que si estos condensadores no existiesen. Esto
produce peores emisiones en esas frecuencias
cuando se añaden los condensadores.
23Desacoplamiento de circuitos digitales
24Desacoplamiento de circuitos digitales
- Análisis de los resultados del modelo
- La mejora más importante se produce cuando la
impedancia vista dentro de l1 aumenta de manera
importante. Esto sólo se puede lograr insertando
un inductor discreto. - Como regla general de diseño se debe planear
incluír esos inductores en serie en la
alimentación VCC de cada CI que se espere que
vaya a contribuir a la contaminación por ruido de
las líneas de alimentación.
25Circuitos analógicos emisiones
- En general los circuitos analógicos generan menos
emisiones. Aquellos que generan deliberadamente
señales de alta frecuencia deben seguir las
mismas reglas de estructuración, desacoplamiento
y conexión a masa ya explicadas. - Los circuitos analógicos pueden oscilar en la
región de los MHz y causar interferencias por la
siguientes razones - Inestabilidad del bucle de realimentación.
- Mal desacoplamiento.
- Inestabilidad de la etapa de salida.
26Circuitos analógicos emisiones
- Inestabilidad del bucle de realimentación
- Cualquier prototipo de circuito amplificador
tiene que ser comprobado para ver su
inestabilidad a altas frecuencias cuando se haya
dado por terminada su configuración. - La inestabilidad en la realimentación se debe a
demasiada realimentación cerca de la frecuencia
de ganancia unidad en donde el margen de fase del
amplificador se aproxima a su valor crítico. - Se puede relacionar con una incorrecta o falta de
compensación de un amplificador operacional.
27Circuitos analógicos emisiones
- Desacoplamiento
- La relación de desnivel por fluctuación en la
alimentación cae con el incremento de la
frecuencia, al mismo tiempo que el acoplamiento
de la fuente de alimentación a la entrada a altas
frecuencias puede ser significativo en los
circuitos de banda ancha. - Esto se soluciona desacoplando, pero los
condensadores típicos pueden resonar con la
inductancia parásita de los cables eléctricos
largos en la región de los MHz. La colocación en
paralelo de un condensador de baja magnitud con
uno de tántalo hará caer la frecuencia de
resonancia a un nivel manejable. Se debe señalar
que la inductancia en serie del tántalo podría
resonar con el condensador cerámico y empeorar
esta situación. Para solucionar esto se necesita
una resistencia en serie conel tántalo de unos
cuantos ohmios. - Las etapas de entrada de los amplifiadores de
alta ganancia de varias etapas pueden necesitar
una resistencia adicional o un supresor de perla
de ferrita en serie con la alimentación de cada
etapa para mejorar el desacoplamiento de las
rutas de alimentación.
28Circuitos analógicos emisiones
- Inestabilidad de la etapa de salida
- Las cargas capacitivas producen un retardo de
fase en la tensión de salida al actuar en
combinación con la resistencia de salida en bucle
abierto de los amplificadores operacionales. Este
incremento de desfase reduce el margen de fase de
un circuito de realimentación lo bastante como
para causar oscilación. - Para solucionar la inestabilidad de salida se
debe desacoplar la capacitancia desde la salida
con un resistor en serie de poco valor y añadir
una realimentación de alta frecuencia con un
pequeño condensador directo de realimentación CF
que compense el retardo de fase causado por CL.
29Fuentes de alimentación conmutadas
- Las alimentaciones conmutadas presentan
dificultades para contener las interferencias
generadas. Las emisiones se deben tanto a
mecanismos en modo común como diferencial. - La componente principal de la emisión de una FAC
se debe a la frecuencia de conmutación y sus
armónicos. Otra causa de ruido puede deberse a la
conmutación de recuperación inversa de los diodos
rectificadores de entrada. En el esquema vemos
una alimentación de conmutación típica con las
principales trayectorias de emisión marcadas.
30Fuentes de alimentación conmutadas
- Radiación desde un bucle de alto di/dt
- La radiación de un campo magnético desde un bucle
que transporte altas di/dt se puede reducir al
mínimo reduciendo el área del bucle o las di/dt.
Esta área, depende de la estructura y dimensiones
de los componentes físicos. La di/dt es un
compromiso entre la frecuencia de conmutación y
el consumo del dispositivo conmutador. Se puede
controlar reduciendo la velocidad de subida de la
forma de onda de ataque al conmutador. - Construcción de componentes magnéticos
- El núcleo del transformador debe tener forma de
un circuito magnético cerrado para restringir la
radiación magnética. Un toroide es una
configuración óptima aunque puede no resultar
práctica debido a las dificultades del bobinado o
a las pérdidas de potencia.
31Fuentes de alimentación conmutadas
- Acoplamiento capacitivo a masa
- La alta dv/dt en el instante de conmutación se
acoplará capacitivamente a masa y creará
corrientes parásitas en modo común. La solución
es reducir al mínimo la dv/dt así como la
capacitancia de acoplamiento. - La dv/dt se reduce mediante un amortiguador y
manteniendo bajos los niveles de di/dt así como
la inductancia de fuga del transformador. - Blindaje capacitivo
- El acoplamiento capacitivo se reduce al
proporcionar pantallas electrostáticas adecuadas,
sobre todo en el transformador y en el disipador
térmico del aparato. Destaca la conexión adecuada
de la pantalla a cualquier ruta de alimentación
y no a masa. - Incluso si el transformador no está apantallado,
su construcción puede ayudar o impedir el
acoplamiento capacitivo de primario a secundario.
Separar los bobinados en diferentes devanados
reduce su capacitancia pero aumenta su
inductancia de fuga.
32Fuentes de alimentación conmutadas
- El acoplamiento es mejor entre nodos de alta
dv/dt por tanto, el extremo del bobinado que
está conectado a Vcc o masa puede proteger al
resto del bobinado en un diseño de capas
múltiples. Una pantalla externa de lámina
metálica a 0 V también reducirá al acoplamiento
de alta dv/dt en la parte exterior del bobinado a
otras partes del circuito. La separación física
de las partes que transportan una dv/dt alta es
deseable, aunque difícil de realizar en productos
compactos. Una alternativa es el apantallado
adicional del componente o componentes culpables.
33Fuentes de alimentación conmutadas
- Interferencia en modo diferencial
- La interferencia de modo diferencial está causada
por la tensión que se transforma a través de la
impedancia finita del condensador de filtro en
una di/dt alta. Es casi siempre la fuente de
interferencia dominante en los armónicos más
bajos de conmutación. - Una inductancia en serie y una capacitancia
paralela en el lado de la salida atenuará la
tensión transferida a los terminales de salida. - Cuando se compruebe el rendimiento de un filtro
en modo diferencial, hay que asegurarse siempre
de comprobarlo a la potencia de entrada máxima de
funcionamiento. No sólo las corrientes de
conmutación más altas generan más ruido, sino que
la corriente máxima de entrada de la red puede
llevar al inductor o a los inductores de filtro
hacia la saturación y hacerlo ineficaz.
34Fuentes de alimentación conmutadas
- Ruido de salida
- Los picos parásitos de conmutación son
característicos de la salida de CC de todas las
alimentaciones conmutadas, sobre todo por la
impedancia finita del filtro de salida. Estos
picos parásitos salen de la unidad por las líneas
de salida en los modos diferencial y común y
pueden volver a emitir radiación sobre otros
cables o acoplarse a masa generando
interferencias en modo común. Es preferible un
condensador ESL, pero se puede obtener una buena
supresión en modo diferencial, como con la
entrada, con un filtro de sección L de alta
frecuencia. - La abrupta recuperación inversa característica
del diodo o diodos rectificadores de salida puede
crear transitorios y oscilaciones transitorias de
frecuencia extremadamente alta. Se pueden atenuar
utilizando diodos de recuperación menos abrupta o
colocando los diodos en paralelo con una red
amortiguadora RC.
35Diseño con vistas a la inmunidad
- Un circuito basado en un procesador tiene
tendencia a corromperse por culpa de transitorios
rápidos que provoquen la aparición de estados
falsos. - Es necesario tomar muchas precauciones para
evitar que cualquier circuito sincronizado sea
susceptible a la interferencia entrante. - Las señales analógicas se ven más afectadas por
la interferencia continua, que se rectifica por
elementos de circuito no lineales alterando la
polarización o el nivel de la señal. - Se mejora la inmunidad de los circuitos
analógicos reduciendo al mínimo el ancho de banda
del amplificador, aumentando todo lo posible el
nivel de señal, utilizando configuraciones
equilibradas y aislando eléctricamente la E/S que
se conectará a circuitos eléctricos sucios.
36Principios de inmunidad en los circuitos lógicos
- Alejar las trayectorias de interferencia de los
circuitos lógicos críticos - Estructuración
- Filtrar y aislar las E/S
- Utilizar lógica con umbral de ruido alto
- Utilizar algún método de protección
- Adoptar tácticas de protección defensivas
37- Sin importar lo buena que sea la inmunidad del
circuito, siempre habrá un transitorio que la
venza. - Cada microprocesador debe incluir un protector.
- Se deben utilizar técnicas informáticas para
reducir al mínimo los efectos de la corrupción.
38Circuitos digitales trayectorias de interferencia
- La mayoría de la interferencia crítica en los
circuitos basados en microprocesador se lleva a
masa, tanto si se trata de RF en modo común como
de transitorios. El daño se hace por la
transformación del ruido de tierra en modo común
a ruido en modo diferencial en los nodos
sensibles de señal. Esto ocurre por una alta
impedancia de transferencia en modo común a
diferencial provocada por una mala disposición de
la placa de circuito impreso. - Las interferencias en modo diferencial no se
propagarán mucho en el circuito desde las
interfaces externas, de modo que se debe
estructurar el circuito para alejar las
corrientes parásitas de masa de los circuitos
lógicos. Si la estructuración no basta habrá que
filtrar los cables de E/S o aislarlos para
definir una trayectoria preferente y segura de
corriente para la interferencia. Los campos de RF
radiados que generan tensiones en modo
diferencial internamente se manejan del mismo
modo que las emisiones diferenciales RF, al
reducir al mínimo el área del bucle, y al
restringir el ancho de banda de los circuitos
susceptibles donde sea posible.
39Transitorios y trayectorias de interferencia
40Trayectorias de interferencia y ESD
- Una descarga puede ocurrir en cualquier parte
expuesta del equipo. Los puntos problemáticos
más normales son - -Teclados y mandos
- -Cables externos
- -Partes metálicas accesibles
- Una descarga a un objeto conductor cercano
producirá altas corrientes locales - que inducirán a su vez corrientes dentro del
equipo mediante un acoplamiento - por impedancia común.
41Trayectorias de interferencia y ESD
42Transitorio y protección ESD
- Las técnicas para protegerse de las
perturbaciones de los transitorios y las ESD son
generalmente similares a las usadas para evitar
las emisiones RF - Las estrategias específicas tienen por objetivo
evitar que el transitorio entrante y las
corrientes fluyan a través del circuito. En su
lugar absorben o desvían de manera inocua y
directamente a masa. Para ello - -Mantener las interfaces externas físicamente
unas al lado de las otras - -Filtrar todas las interfaces a masa en su punto
de entrada - -Si no es posible, aislar las interfaces
susceptibles con una ferrita de choque en modo
común o con optoacopladores - -Utilizar un cable apantallado con la malla
conectada directamente a masa - -Proteger las placas de circuito impreso de
partes metálicas expuestas o de puntos externos
de descarga, con placas internas adicionales
conectadas a masa
43Inmunidad de la lógica al ruido
- La capacidad de un elemento lógico para funcionar
correctamente en un entorno ruidoso implica algo
más que los márgenes normales de ruido estático.
Para crear un problema, un transitorio generado
externamente debe causar un cambio de estado en
un dispositivo y propagarse después por el
sistema. - Los sistemas con elemento de almacenamiento
sincronizado por reloj o aquellos que funcionan
lo bastante rápido como para que el transitorio
aparezca como una señal son más susceptibles que
los sistemas lentos o aquellos sin elementos de
almacenamiento.
44Margen de ruido dinámico
- El efecto de un transitorio rápido dependerá de
la tensión máxima acoplada a - la entrada lógica y también de la velocidad de
respuesta del elemento. - Cualquier impulso positivo que vaya desde 0V pero
por debajo del umbral - lógico de conmutación no hará que la entrada de
elementos conmute de 0 a 1 - y no se propagará en el sistema. Del mismo modo,
un impulsor por encima del - umbral hará que el elemento conmute. Pero un
impulso que sea más corto que - el tiempo de respuesta del elemento necesitará
una tensión superior para - hacer el cambio. Esto se puede tomar como un
argumento a favor de la lógica - lenta.
- Con una lógica sincronizada, el tiempo de llegada
del transitorio con respecto - al reloj es importante. Si el transitorio no
coincide con el flaco activo del reloj, - no se propagará ningún valor erróneo por la línea
de datos del sistema.
45El microprocesador perro guardián
- Las técnicas para reducir al mínimo la amplitud
y controlar el camino de la interferencia no
pueden eliminar el riesgo. La coincidencia de un
transitorio de amplitud suficientemente alta con
un punto vulnerable en la transferencia de datos
es un asunto completamente estadístico. - La manera más económica de garantizar la
fiabilidad de un producto basado en un
microprocesador es aceptar que el programa se
corromperá ocasionalmente, así como proporcionar
los medios por los que se pueda recuperar el
flujo del programa, preferiblemente de forma
transparente para el usuario. Esta es la función
del microprocesador de protección al que se llama
perro guardián. - El perro guardián debe estar adaptado al
funcionamiento del procesador en cuestión, de lo
contrario se debe diseñar en el circuito.
46Funcionamiento básico
- El resultado más serio de una corrupción por
transitorio es que se perturba el - contador del programa del procesador o el
registro de dirección de manera que - empieza a interpretar datos o memoria vacía como
instrucciones válidas. - Un perro guardián protege contra esta
eventualidad al requerir que el - procesador ejecute una sencilla operación
regularmente, sin que importen las - demás cosas que está haciendo. Es en realidad un
temporizador cuya salida - está enlazada a la entrada RESET, y que en sí,
está haciendo redisparado - constantemente por el funcionamiento del
procesador, normalmente - escribiendo información en un puerto de salida
disponible.
47Período de tiempo muerto
- Si el temporizador no recibe una patada desde
el puerto de salida durante - más de su período de tiempo muerto, su salida se
pone a nivel bajo (ladra) y - fuerza al microprocesador a hacer un reinicio.
- El período de tiempo muerto debe ser lo bastante
largo como para que el - procesador no tenga que interrumpir labores en
las que el tiempo es - fundamental para dar servicio al perro guardián.
Por otro lado no debe ser tan - largo como para que se corrompa el funcionamiento
del equipo durante un - período peligroso.
48Hardware del temporizador
- El circuito perro guardián tiene que exceder la
fiabilidad del resto del circuito y por lo tanto
debe ser sencillo. - Un divisor digital como el 4060B alimentado desde
un reloj de alta - frecuencia y reajustado periódicamente por
impulsos de notificación, es - una buena opción. Una de las ventajas de este
planteamiento es que - su salida en la ausencia de redisparo es una
corriente de impulsos - más que un solo disparo.
- Esto es mucho más fiable que un perro guardián
monoestable, que - sólo ladra una vez y luego se calla.
49Conexión al microprocesador
- En general es preferible disparar la salida del
temporizador mediante una señal POR para
garantizar un ancho de impulso definido de RESET
en el microprocesador cuando se produce la
conexión. - Es esencial utilizar una entrada RESET y o alguna
otra como una interrupción al microprocesador. El
procesador puede estar en un estado previsible
cuando el perro guardián ladra, pero debe volver
a un estado completamente caracterizado, y el
único estado que puede garantizar la vuelta al
funcionamiento es RESET.
50Comprobación del perro guardián
- No es sencilla, dado que todo el resto del diseño
del circuito se ha dirigido a garantizar que el
perro guardián no ladre. - Se puede someter al equipo a impulsos
transitorios repetidos que sean de un nivel
suficiente como para corromper el funcionamiento
del procesador de manera predecible. - También se puede instalar un LED a la salida del
perro guardián para detectar sus ladridos. - Además de comprobar la fiabilidad del perro
guardián, debemos incluir una conexión para
invalidarlo y poder comprobar las nuevas
versiones de los programas informáticos.
51Programación defensiva
- No todos los fallos del microprocesador son
debidos a interferencias, también - otros factores como conexiones intermitentes,
diseños deficientes del - hardware, errores de programación pueden ser el
origen de estos fallos. - Mediante programas informáticos podremos
- -Comprobar el tipo y el rango de todos los datos
de entrada - -Hacer la toma de muestras de datos de la
entrada varias veces y prorratear en el caso de
los analógicos o validar en el de datos
digitales. - -Incorporar comprobaciones de paridad y sumas de
comprobación de datos en todas las transmisiones - -Proteger los bloques de datos de la memoria
volátil - -Reinicializar periódicamente los chips
programables de interfaces
52Validación de datos y prorrateo
- Esto se basa en que si podemos establecer los
límites conocidos sobre las cifras que entran al
programa informático como entrada, se pueden
rechazar los datos que se encuentren fuera de
estos límites. - El prorrateo del programa informático en una
corriente de datos para nivelar las fluctuaciones
de ruido del proceso puede también ayudar a
eliminar el efecto de los datos inválidos.
53Protección de los datos y de la memoria
- La memoria volátil es susceptible a varias formas
de corrupción de datos. Los datos críticos de la
RAM se pueden prevenir colocándose en tablas,
verificándose cada una por una suma de
comprobación que se almacena en la propia tabla.
Esta comprobación se puede realizar
automáticamente por una subrutina en cualquier
intervalo para detectar alguna corrupción en la
RAM. - Hay que tener cuidado con que la rutina de
diagnóstico no sea interrumpida por una
modificación de la tabla o viceversa, ya que los
errores empezarían a aparecer por todas partes.
54Memoria del programa sin usar y reinicialización
- Frente a la amenaza de que el microprocesador
acceda a espacio sin usar debido a la corrupción
de su contador de programa, podemos programar
unas pocas de las últimas direcciones de la ROM
con una instrucción JMP RESET, normalmente de
tres bytes, con la intención de que en el caso de
que el procesador se corrompa y acceda a
cualquier unidad de memoria sin uso se encuentre
con una cadena de instrucciones NOP (no
operativa) y las ejecute hasta llegar a JMP RESET
y por lo tanto provocar un reset. - Para combatir la corrupción del estado de
arranque inicial de dispositivos programables el
método más seguro es reinicializar periódicamente
todos los registros críticos. El período de las
reinicializaciones dependerá de el tiempo que el
programa pueda tolerar un registro corrupto.
55Inmunidad a los transitorios y RF circuitos
analógicos
- Los circuitos analógicos no serán tan
susceptibles a las perturbaciones transitorias
como los digitales. Sin embargo pueden ser más
susceptibles a la desmodulación de la energía RF - Pueden aparecer cambios de polarización que dan
como resultado comportamientos no lineales o
falta de funcionamiento. Los circuitos de audio y
vídeo suelen ser especialmente sensibles a este
tipo de problemas. - Los mayores niveles de señal RF son los acoplados
mediante cables externos de interfaz, y por lo
tanto se debe prestar especial atención a estos
circuitos.
56Principios de la inmunidad analógica
- -Reducir al máximo en ancho de banda del
circuito - -Maximizar los niveles de señal
- -Utilizar configuraciones equilibradas de
señal. - -Aislar las trayectorias particularmente
susceptibles.