LNA (Low Noise Amplifier)

1
LNA (Low Noise Amplifier)
2
1.0 Introducción.

• -Incremento aplicaciones wireless.
• -Teléfonos móviles, PDA(Personal Digital
  Assistant), ...
• -Tipos sistemas wireless
• -GSM-gt cobertura de objetos en movimiento.
• -Sist. estacionarios Bluetooth, W-LAN.----
  corta distancia.
• -Transceptores consumo, Ptx, duración baterías,
  tamaño ..
• -Tecnología CMOS barata, bajo consumo, alta
  integración
• LNA in Rx
• -necesidad buena relación S/R en Rx.
• -coeficiente reflexión bajo en el puerto de
  entrada.
• -Buenas terminaciones de antena, buena
  resistencia.
• -adaptación a la entrada capacitiva de los MOS.
  50 ohm.

3

• -LNA criterios de diseño.
• -Baja tensión de operación 2.5-3 V.
• -Frecuencia de operación 1.8-2 GHz.
• - Impedancia de entradaZin 50ohm.
• - Acoplamiento a carga capacitiva Cin
  mezclador MOS.
• - Amplificación de la señal de entrada.
• - Mínima introducción de ruido.
• -Problemas de los LNA
• -Ruido.
• -Impedancias de entrada y salida.
• -No linealidad de los trt soluciones
• -serie elementos iguales etapa diferencial.
• -paralelo elementos complementarios inversor.

4
2.0 Configuración básica del LNA.
2.1 Selección de la etapa de amplificación.

• -Etapa más importante ? influencia Figura Ruido.
  Fig 2.1 A. No-Simétrico.
• -Proporciona alta ganancia mientras controla Zin.
• -Usamos inducciones a la entrada ? menor ruido.
• -Mayor ganancia cavidad resonante a la salida.
• -Cavidad transforma corriente en tensión.
• -Partes Amplificador
• -Fuente transcoductancia común .
• -Fuente corriente comúncavidad resonante como
  carga.
• -Fuente tensión drenador común.

5
2.2 Etapa diferencial o inversora.

• -Introducimos inversor, por etapa diferencial.
• -Tenemos la mitad de consumo de corriente.
• -Ruido se mantiene constante.
• -Aumenta la linealidad.
• -Adecuado para operaciones de baja tensión. Sólo
  dos transistores conducen en cascada en cada
  etapa.
• Circuito del inversor.
• Fig 2.2 Amplificador
• Simétrico.

6
2.3 Linealidad.

• -Definición de no linealidaddiferencia entre el
  nivel de salida esperado dado por la ganancia en
  el pto operación y nivel de salida actual para un
  nivel de señal de entrada dado.
• -Definimos ganancia diferencial o error
  diferencial
• 
  (2.1)
• -Productos intermodulación.
• (2.2)
• -Ambos se reducen con circuitos simétricos y
  realimentados.

7

• -Ejemplo.
• a) b)
• c)
• (2.3)

8
3.0 Análisis de ruido en el trt-MOS.
X Factor de escala

• Fig. 2.5 Sección transversal del trt-MOS

9
3.1 Fuentes de ruido.

• -Ruido térmico de la corriente de drenador.
• -Dispositivos de canal largo.

10

• Otra definición de ruido

Ruido térmico por unidad de longitud
11

• Dispositivos de canal corto Elevados campos
  eléctricos
• Degradación de la movilidad
• Electrones calientes
• -otros autores
• (3.18)
• (3.19)

,
12

• -Ruido de puerta.
• -Ruido de puerta inducido.
• (3.20)
• (3.21)
• (3.22)
• (3.23)
• (2.24)

13

• Ruido térmico de la resistencia de puerta.
• Ruido de sustrato.
• Ruido Flicker ó impulsivo.
• en PMOS.
• K50 en NMOS

14
3.2 Modelo de ruido del MOSFET
15

• Datos amplificador simétrico(PMOS/NMOS).
• Parámetros de señal para el inverosr L0.35um.

16

• Modelo cuadripolo , modelo MOS simple con fuentes
  de ruido entrada equivalentes.

17
3.3 Modelo de ruido equivalente.

• -Modelo dos puertos para MOSFET.
• Podemos definir
• (1/A) ganancia de tensión (1/B)
  transconductancia
• (1/C) transresistencia (1/D) ganancia
  corriente

18

• (3.33)
• -Modelo de dos puertos para un inversor.
• (3.34)
• (3.35)
• (3.36)

19

20

• a)conexión paralelo dispositivos complementarios.
  b)Transf. Ruido dispositivo.

21
COMPARACIÓN DE RUIDO
22
4.0 Amplificador de transadmitancia.

• En un receptor de alta frecuencia es importante
  tener un coeficiente de reflexión lo más pequeño
  posible.
• Para eliminar la reflexión la impedancia de carga
  debe estar adaptada a la impedancia vista desde
  la línea de transmisión.
• Es importante controlar la impedancia de entrada
  del LNA.
• Para minimizar el ruido en una cadena receptora
  es importante que la primera etapa tenga una
  ganancia alta (Fórmula de Friss).

23
Modelo de MOS simplificado.
4.1 Impedancia de entrada.

• La influencia de todos los parámetros de pequeña
  señal es despreciable excepto Cgs.
• La parte resistiva está controlada por Ls.
• Una inductancia serie a la entrada Lg se encarga
  de de cancelar la parte reactiva.

24
Modelo de MOS completo.
25

• Consideramos el efecto de todos los parámetros de
  pequeña señal.
• Para transistores de pequeño tamaño y valores
  bajos de Ls la resistencia de entrada depende
  linealmente del valor de esta inductancia,
  mientras que es independiente del tamaño del
  transistor.
• Para controlar tanto la resistencia de entrada
  como la ganancia y el ruido de un circuito existe
  un tamaño máximo de transistor permitido, que
  depende de la frecuencia de operación y de la
  resistencia.

26
(No Transcript)
27
Nuevo modelo de MOS simplificado

• Con el nuevo modelo conseguimos que la parte
  resistiva de la impedancia de entrada se lineal
  con Ls, al igual que el modelo completo para
  tamaños pequeños de transistor, conductancia y
  frecuencia.
• El nuevo parámetro de pequeña señal considerado
  Cgd afecta tanto a la parte resistiva como a la
  reactiva.

Cgd
28
4.2 Ganancia de transadmitancia

• La ganacia de transconductancia Ag es
  independiente de la anchura del transistor, solo
  depende de la frecuencia de corte, la frecuencia
  de operación y la resistencia de generador.

Ganancia del nuevo modelo de MOS simplificado.

• Debido a la introducción de Cgd la ganancia se
  reduce.

29
4.3 Factor de ruido.
Factor de ruido del modelo de MOS simplificado.

• Las fuentes de ruido más importantes son
• Id corriente de drenador de ruido térmico
• Ig ruido inducido de puerta

30
Factor de ruido sin ig.

• Para que el efecto del ruido sea el menor posible
  la transconductancia del transistor gm, así como
  la resistencia del generador Rg deben ser lo más
  pequeñas posible.

Factor de ruido incluyendo ig.

• El factor de ruido tiene términos que dependen
  tanto directamente como inversamente de gm y de
  Rg, por lo que no podemos concluir que para
  lograr un menor efecto del ruido estos dos
  parámetros deban ser lo más pequeños posible.

31

• Derivando respecto a gm obetemos un valor óptimo
  de transconductancia gmopt, el cual nos
  proporciona un factor de ruido mínimo.
• El factor de ruido mínimo aumenta con la
  frecuencia y cuando trabajamos con campos
  eléctricos grandes.
• La figura de ruido baja cuando el transistor
  trabaja como un dispositivo de canal largo a
  bajas frecuencias.

32
Factor de ruido del nuevo modelo de MOS
Simplificado.
33
Factor de ruido sin Ig.

• Respecto al modelo de MOS simplificado, donde gm
  y Rg debían ser mínimas para mínimo ruido, ahora
  la dependencia no es exclusivamente inversamente
  proporcional, existen unos valores óptimos.

34

• Respecto al modelo de MOS simplificado, donde gm
  y Rg debían ser mínimas para mínimo ruido, ahora
  la dependencia no es exclusivamente inversamente
  proporcional, existen unos valores óptimos.
• Derivando respecto a gm manteniendo Rg constante
  se obtiene un gmopt que nos proporciona un factor
  de ruido mínimo.

35
Factor de ruido incluyendo ig.

• Obtenemos un valor gmopt derivando respecto gm.
• Comparando esta nueva gmopt con la obtenida con
  el modelo de MOS simplificado incluyendo ig,
  podemos ver que la inclusión de una Cgd por muy
  pequeña que sea hace que el valor óptimo de la
  transconductancia sea menor, y por lo tanto
  también el efecto del ruido.

36
5.0 Amplificador de transresistencia.
Modelo simplificado de pequeña señal

• Es la segunda etapa del LNA.
• Está formado por un seguidor de corriente que se
  utiliza para aumentar la ganancia.
• El seguidor de corriente se comporta como una
  carga de la etapa inversora y transforma la
  corriente de entrada que éste le proporciona en
  un tensión a su salida mediante un resonador.

37
5.1 Impedancia de entrada.

• Tradicionalmente la impedancia de entrada de un
  amplificador en puerta común se considera
  idealmente 1/gmc.
• El resonador hace que el valor de la impedancia
  de entrada del seguidor de corriente sea mayor.
  Esto no es bueno porque puede comprometer el
  correcto funcionamiento de la primera etapa
  inversora como un amplificador de
  transconductancia.

38
5.2 Ganancia del amplificador de transresistencia.

• ArAi Rpc
• La ganancia en corriente Ai debe ser lo más
  próxima a la unidad para que el seguidor de
  corriente opere de forma ideal, por lo que la
  ganancia está controlada por la resistencia
  paralelo Rpc, que no es más que la carga de la
  etapa de seguimiento.
• Existe un límite superior para la ganancia.

39
Modelo simplificado de un seguidor de tensión
6.0 Seguidor de tensión.

• Es la tercera etapa del LNA.
• Su función es la de utilizar la parte capacitiva
  de su impedancia de entrada para completar el
  resonador LC que utilizaba el seguidor de
  corriente de la etapa anterior, en lugar de
  utilizar una capacidad genérica.

• Introduce una serie de ventajas
• Desplazar la componente en continua de la señal
• Aumentar la capacidad de proporcionar corriente a
  la etapa siguiente
• Aplicar una resistencia negativa al resonador de
  la etapa anterior y aumentar así el valor-Q

40
6.1 Impedancia de entrada.

• La parte resistiva de la impedancia de entrada de
  esta etapa es negativa lo que aumenta el valor-Q
  del resonador del seguidor de corriente.

6.2 Impedancia de salida.

• Idealmente la impedancia de salida es 1/gmf
• La inductancia y las capacidades a la entrada de
  la etapa del drenador común hacen que la
  impedancia de salida aumente, lo cual reduce la
  capacidad de alimentación de la siguiente etapa.

41
6.3 Ganancia del seguidor de tensión.

• La ganancia de un seguidor de tensión es
  idealmente la unidad.
• Esta configuración consigue una ganancia muy
  cercana a la unidad. Esto es debido a la
  necesidad de tener una transconductancia muy
  grande para poder aumentar la capacidad de
  alimentación de la etapa siguiente.

42
7.0 Rendimiento global del amplificador.
7.1 Ganancia total.

• La ganancia total es difícil de optimizar ya que
  la modificación de una etapa afecta
  significativamente al resto.
• Si no hay pérdidas de señal entre las etapas

• La ganancia de transadmitancia Ag de la etapa
  inversora depende de la frecuencia de corte del
  inversor, de la frecuencia de operación y de la
  resistencia del generador.
• Es independiente de la transconductancia gm del
  transistor.

43

• La ganancia de transresistencia del seguidor de
  corriente está controlada por la resistencia
  paralelo Rpc, la cual depende del tamaño de la
  inductancia del resonador LC, del valor-Q y de la
  conductancia de entrada de valor negativo del
  seguidor de tensión.
• Como dijimos existe un límite superior debido a
  que un valor muy elevado produce pérdidas de
  señal entre el inversor y el seguidor de
  corriente, por lo que la gancia total se reduce.
• Además la adaptación a la entrada de la etapa
  inversora se puede ver alterada, y era necesaria
  para reducir las reflexiones.

• La ganancia de la última etapa, el seguidor de
  tensión, es prácticamente la unidad, por lo que
  no es determinante en el valor total.
• Esto no quiere decir que esta etapa no sea
  importante, ya que al formar parte del resonador
  LC del seguidor de corriente, controla la
  ganancia de este.

44
7.2 Configuraciones simétricas vs. no simétricas.
45
Ganancia y linealidad.
46

• La configuración simétrica tiene una ganancia
  superior (aproximadamente en 6dBV) a la
  configuración no simétrica AMP2, aunque
  ligeramente inferior (1.7dBV) a la configuración
  no simétrica AMP3.
• La ventaja respecto a esta configuración se
  encuentra en la linealidad. Esta se mide mediante
  el punto de compresión, que representa el punto
  donde el sistema deja de ser lineal, y los puntos
  de intersección de segundo y tercer orden, que
  marcan el rango de valores de entrada para los
  cuales el sistema puede funcionar correctamente.
  Cuanto más a la derecha están estos valores
  mejor será el comportamiento del sistema.
• Vemos que el comportamiento de la configuración
  simétrica es mejor que el de la no simétrica
  AMP3, encontrando la mayor diferencia en el punto
  de intersección de orden 2.

47
7.3 Cálculo de la figura de ruido.
48

• El ruido inducido de puerta no puede ser excluido
  del modelo de cálculo. No incluirla proporciona
  resultados lejos de la realidad. Es una
  contrubución de ruido muy importante.
• Con la inclusión en el modelo de Cgd se obtienen
  figuras de ruido más pequeñas, aunque el cambio
  no es muy apreciable. Esto significa que el
  modelo simplificado de MOS es perfectamente
  válido en cuanto a consideraciones de ruido se
  refiere, con la consiguiente simplificación de
  los cálculos

49

• La diferencia de Figuras de Ruido entre la
  configuración inversora simétrica y el transistor
  nMOS no simétrico es como máximo 0.45dB.
• La razón principal de un menor ruido en el nMOS
  no simétrico es la mayor frecuencia de corte.
• La elección de una etapa inversora simétrica
  responde a la búsqueda de un compromiso entre
  linealidad, ganancia y ruido.

50
8.0 Conclusiones.

• Gran interés en transceptores pequeños, baratos y
  de bajo consumo.
• La necesidad de bajo coste y bajo consumo sitúan
  a los procesos CMOS en una fuerte posición.
• Se han mejorado mucho las prestaciones de los
  circuitos analógicos de RF con tecnología CMOS.
• Es difícil competir con el rendimiento
  proporcionado por los BJTs
• El análisis teórico realizado muestra las
  ventajas y desventajas de diferentes soluciones.

51

• LNA de topología simétrica CMOS.
• La simetría proporciona mayor linealidad.
• La adaptación a la entrada elimina problemas de
  pérdidas por reflexión y reduce el consumo de
  potencia.
• La primera etapa es una configuración inversora
  simétrica aconsejable para aplicaciones de bajo
  consumo.
• Las fuentes de ruido más importantes son
• Corriente de ruido térmico del canal.
• Ruido inducido de puerta

52

• La segunda etapa es un seguidor de corriente
  cargado con un resonador LC, que consigue
  incrementar la ganancia.
• La tercera etapa es un seguidor de tensión que
  implementa la capacidad del resonador del
  seguidor de corriente, en lugar de utilizar una
  capacidad genérica.
• Con el seguidor de tensión aumenta la capacidad
  de proporcionar alimentación a la etapa
  siguiente, que será el mezclador de la cadena de
  recepción.

53

• La diferencia en ganancia entre las
  configuraciones simétricas y las no simétricas no
  es muy grande, unas veces a favor de la simétrica
  y otras ligeramente en contra.
• La gran ventaja de la configuración simétrica es
  su linealidad.
• La linealidad viene dada por unos puntos de
  compresión y de intersección de segundo y tercer
  orden más a la derecha.
• El mayor valor del punto de compresión de la
  configuración simétrica es debido a que la
  ganancia de la primera etapa (inversora) de la
  configuración simétrica es menor.
• El mayor punto de intersección de segundo orden
  es debido a la propia simetría del circuito